PCB阻抗受控的通孔之設計_高都電子PCB技術中心_pcb學院PC

要想保持印制電路板信號完整性，就應該采用能使印制線阻抗得到精確匹配的層間互連（通孔）這樣一種獨特方法。
　　隨著數(shù)據(jù)通信速度提高到3Gbps以上，信號完整性對于數(shù)據(jù)傳輸?shù)捻樌M行至關重要。電路板設計人員試圖消除高速信號路徑上的每一個阻抗失配，因為這些阻抗失配會產(chǎn)生信號抖動并降低數(shù)據(jù)眼的張開程度——從而不僅縮短數(shù)據(jù)傳輸?shù)淖畲缶嚯x，而且還將諸如SONET（同步光網(wǎng)絡）或XAUI（10Gb附屬單元接口）等通用抖動規(guī)范的余量降到最低程度。
　　由于印刷電路板上的信號密度的提高，就需要更多的信號傳輸層，而且通過層間互連（通孔）實現(xiàn)傳輸也是不可避免的。過去，通孔代表一種產(chǎn)生信號失真的重要來源，因為其阻抗通常大約為25~35Ω。這么大的阻抗不連續(xù)性會使數(shù)據(jù)眼圖的張開程度降低3dB，并會依據(jù)數(shù)據(jù)速率大小而產(chǎn)生大量的抖動。結果，電路板設計人員要么嘗試避免在高速線路上使用通孔，要么嘗試采用新技術，例如鏜孔或盲孔。這些方法雖然有用，但卻會增加復雜度并大大提高電路板成本。
　　可以利用一種新的“類似同軸的”通孔結構來避免標準通孔出現(xiàn)的嚴重阻抗失配問題。這種結構以一種特殊的配置將接地通孔放置在信號通孔四周。采用這種技術設計的通孔在TDR（時域反射計）曲線上顯示阻抗不連續(xù)性低于4%（50±2Ω）和信號質(zhì)量有所改善。這種新方法產(chǎn)生一個阻抗可調(diào)的垂直通道。開發(fā)人員利用信號線在中心的簡單同軸模型產(chǎn)生這種通孔結構；四周的接地屏蔽產(chǎn)生一個均勻分布的阻抗。四個在中心信號通孔四周排成一圈的接地通孔取代了均勻的接地屏蔽（圖1）。因為這四個外通孔都連接到印制電路板接地或VDD（電源），所以它們攜帶電荷，而且其中每一個通孔與信號通孔之間形成電容。電容量的計算取決于通孔直徑、介電常數(shù)以及信號通孔和接地通孔之間的距離。中心通孔的間隙（凹緣）“觸及”外層通孔，所以電容量沿垂直通道均勻分布——防止每一電源平面和接地平面的電容量急劇增加。外側(cè)的接地通孔為信號返回電流提供路徑，并在信號通孔和接地通孔之間形成一個電感回路。

1 印制電路板層間互連設計的新技術提供可預測的路徑阻抗和改進的信號完整性。

　　你可以利用簡單的公式（參考文獻1）計算出由一個接地通孔與信號通孔形成的電容量和電感量。計算時，你可以假定這兩個通孔實質(zhì)上是兩根直徑相同的導線。D為通孔的直徑，a為信號通孔和接地通孔之間的中心距。一對通孔的電感L的計算公式為：
　　一對通孔的電容C計算公式為：
　　因為主要由5個通孔構成的垂直通道是均勻的，因此一對通孔的的阻抗Z的計算公式為：
　　公式1計算了標準雙線系統(tǒng)的電容量。改進的通孔結構增加了三個額外的接地通孔，所以信號通孔中的正電荷量保持不變，但所有的負電荷則均勻地分布在四個接地通孔上。因此，改進的通孔結構的總電容量大約與雙線系統(tǒng)的總電容相同。但是，這種通孔模型的電感量則是雙線系統(tǒng)電感量的四分之一，因為信號通孔與四個接地通孔之間構成了四個并聯(lián)的電感回路，從而通孔的阻抗Z為：
　　試驗人員在從60密耳厚的6層電路板到130密耳厚的16層電路板上使用FR4 polyclad 370 Studio 3 

2 黃色波形表示具有常規(guī)通孔的通道的TDR曲線。綠色波形表示具有阻抗受控通孔的通道的TDR曲線。

　　TDR曲線是確定通孔阻抗或信號通道上其它不連續(xù)性的一種好方法。圖2示出了在測試板的兩個幾乎相同的通道上測得的TDR曲線。唯一的差別是，一個通道具有直徑為14.5密耳、凹緣（間隙）為10密耳的常規(guī)通孔，而另一個通道則具有直徑為14.5密耳、中心距離為41密耳的改進型通孔結構。TDR曲線表明，SMA連接器的阻抗失配在兩種情況下都是相同的。受控阻抗通孔的阻抗大約為52Ω，而常規(guī)通孔的阻抗為48~54Ω。常規(guī)通孔的阻抗匹配比改進型通孔結構的要差。但是，對于常規(guī)通孔來說，匹配還是不錯的，而且，根據(jù)這一TDR曲線，你應當預計到信號失真很小。
3 這種S21曲線示出了用綠色表示的阻抗受控通孔和用黃色表示的常規(guī)通孔。

　　TDR測量的一個缺點是，測量結果是與設備上升時間相關的。它沒有顯示離散頻率不連續(xù)性的頻率響應。一種驗證和比較通孔阻抗失配的更好方法是觀察網(wǎng)絡分析儀的S21散射參數(shù)。S21曲線示出了特定頻率的信號是如何通過傳輸線通道的而其它頻率的信號是如何被反射或衰減的。圖3示出了TDR測量中兩個通道的S21曲線。兩個通道是相同的，唯一的差別是一個通道具有改進型通孔結構（綠色曲線），而另一個通道具有常規(guī)通孔（黃色曲線）。這種改進型通孔結構表明頻率響應極好，第一諧振出現(xiàn)在大約10 GHz處。另一方面，常規(guī)通孔表明，即使阻抗失配很小，在整個頻率段內(nèi)仍有多重反射。這些反射導致信號在某些頻率比其它頻率衰減得更大，因而進一步降低了高速信號的質(zhì)量。

4 試驗人員開發(fā)了一塊既有標準通孔又有改進的阻抗通孔的測試電路板，用以測量信號性能。

　　在這塊測試板上，SMA連接器和通孔之間的距離大約為1.4英寸，這相當于S21曲線上清晰可見的大約2.35 GHz頻率（利用公式2）。雖然非對稱通道不連續(xù)性的頻率響應可能略微不同，但是通道都被設計成對稱的。引起黃色常規(guī)通孔曲線上其它反射的主要是信號返回電流路徑。
　　因為常規(guī)通孔不為信號返回電流提供路徑，所以信號返回電流要走與常規(guī)通孔最近的最小電感量的路徑。信號返回電流流過SMA連接器的接地通孔，并流過相鄰通道的接地通孔結構。因為信號返回電流走最近的路徑，所以正如你所預料的，S21曲線上的諧振頻率約為5 GHz（0.7英寸），而不是4.2 GHz（0.8英寸）。此外，信號返回電流從該SMA的接地通孔流到遠端SMA連接器（一條大約1.6英寸長的電流路徑），從而在大約2 GHz時引起另一個諧振（公式3和4）。你可以在S21曲線上清晰地觀察到返回電流引起的這兩種現(xiàn)象。
　　下列公式可以計算出具有常規(guī)通孔的通道的諧振頻率： 
　　你根據(jù)S21測量可以得出的第一個結論是，諧振頻率與傳輸線上阻抗不連續(xù)性的位置有很大關系。這樣說并不意味著你應該將通孔置放在靠近發(fā)射器或連接器的地方，以便使阻抗失配出現(xiàn)在大于10 GHz的頻率上。不幸的是，這種方法實際上只是在接收器處阻抗完美匹配時才有效。否則，接收器處將出現(xiàn)一個反射信號，而且在最靠近發(fā)射器的通孔處將出現(xiàn)另一個反射信號。這些反射信號導致從接收器到通孔再到接收器的距離很長，這又進而轉(zhuǎn)換成一個很低的諧振頻率。
　　根據(jù)S21測量得出的第二個結論是信號返回電流會產(chǎn)生大量的反射。S21測量示出了兩個幾乎相同、只是信號返回路徑不同的通道及其略有差別的阻抗失配。S21曲線表明，常規(guī)通孔在沒有這條很近的返回路徑時會產(chǎn)生較多的反射，因為信號返回電流走的是距離最近的、電感量最小的路徑，即使相差一英寸，也會引起諧振。 

5 一組對阻抗受控通孔（a）和常規(guī)通孔（b）的電流密度進行比較的曲線，表明返回電流流過一定距離的附加接地通孔。

　　信號返回電流可能流過相鄰電源平面和接地平面的內(nèi)平面電容，但是那種電容通常很小，只有高頻才能通過。在大多數(shù)情況下，信號返回電流流過連接信號印制線各參考層的最近的通孔。那些返回電流通孔可能遠離實際信號通孔很遠。為了驗證這一效應，試驗人員將一個接地通孔放置在離常規(guī)通孔大約100密耳的地方，然后繪制阻抗受控通孔的電流密度以及常規(guī)通孔的電流密度。很明顯，大部分返回電流流過了一定距離之外的附加接地通孔。這種返回電流的額外距離導致出現(xiàn)在S21曲線中的各種反射。 

6 比特流的數(shù)據(jù)眼圖曲線表明，常規(guī)通孔（黃色曲線）衰減多個頻率，導致眼圖和上升時間分別比阻抗受控通孔（綠色曲線）的小和慢。

　　在你考察具有很寬頻譜的實際數(shù)據(jù)信號，如PRBS（偽隨機比特流）圖時，寬帶反射的影響變得更加明顯。為了說明這種影響，試驗人員以3.125 Gbps速率在兩個通道中傳送一個27–1 PRBS圖，并記錄輸出波形。兩個通道都只有2.8英寸長，但通孔的影響清晰可見。常規(guī)通孔（黃色曲線）衰減多個頻率，結果使其數(shù)據(jù)眼圖上升時間分別比阻抗受控通孔的（綠色曲線）小和慢。
　　最后，阻抗失配應該盡可能小。即使是最小的失配也會出現(xiàn)在S21曲線的一個離散頻率上并影響信號質(zhì)量。你只要滿足諸如間隔、印制線寬度和焊區(qū)寬度等重要設計參數(shù)，就可最大程度提高阻抗受控通孔的性能。例如，信號通孔的凹緣（或者間隙）大小非常關鍵。它必須至少是信號通孔和接地通孔之間的距離a與通孔直徑D之差，這樣信號通孔凹緣才能觸及接地通孔。否則，接地層、電源層或者兩者上的金屬就會與信號通孔靠得太近，產(chǎn)生不希望的額外電容，從而使通孔阻抗降低到低于計算所得的50Ω。
　　同樣，將頂層或底層微帶線與內(nèi)層微帶線連接起來的每一個通孔都會產(chǎn)生一根短截線。當短截線長度小于信號上升時間時，該短截線就幾乎察覺不到。如果短截線長度比較長，就會引起可觀的信號失真。例如，一根40密耳長的短截線在信號上升時間約為50ps、信號速率為3.125Gbps的系統(tǒng)中具有大約14ps的信號運行長度。在最壞的情況下，短截線的長度為某個重要頻率的四分之一波長，因此短截線對該頻率來說是短路的，從而使原始信號消失。
　　上面幾個公式都假定信號通孔和接地通孔的直徑是相同的。如要使用不同的直徑，你就必須修改電容量公式。設計人員應該根據(jù)所連接的印制線寬度選擇通孔直徑。如果印制線比通孔小得多，那么從50Ω印制線到通孔焊區(qū)的過渡就會引起不希望有的阻抗不連續(xù)性。設計人員還應該考慮接地通孔與所連接印制線之間的距離。當接地通孔與印制線的間隔小于印制線與參考層之間的距離，產(chǎn)生額外印制線電容，進而使印制線阻抗降低到小于50Ω時，這就會成為一個問題。例如，在測試板上，信號印制線與接地通孔之間的距離大約為11密耳，而印制線在接地參考層上方大約10密耳。
　　另一個重要的設計考慮因素是焊區(qū)大小，因為每一個連接印制線的通孔都需要一個焊區(qū)。該焊區(qū)應該盡可能小，因為從焊區(qū)到接地通孔的距離小于從信號通孔到接地通孔的距離。由于這些焊區(qū)的緣故，使距離縮短，電容增大，進而使總阻抗降低。
　　在一個典型的設計中，并非總有四個接地通孔。只要返回電流有一條通過一只附近的旁路電容器從VDD到地的路徑，該通孔結構和電源通孔一起就具有同樣好的性能。
　　例如，現(xiàn)在來考慮在具有1毫米柵格的BGA輸出引腳內(nèi)包含這種通孔結構的電路板。由于是固定輸出引腳，所以你只可以將兩個外通孔接地；而將另外兩個通孔連接到VDD。這種通孔結構之所以性能良好，乃是因為你還可以將SMD旁路電容器連接在BGA內(nèi)的VDD與地之間。
　　你也可以將這種通孔結構用于差分信號。差分信號可以共用兩個外通孔，節(jié)省電路板空間。德州儀器公司在其XAUI收發(fā)器的評估電路板上采用了這種方法，因為這種電路板的BGA內(nèi)空間有限。對于阻抗受控通孔來說，層間間隔的大小無關緊要，因為形成電容的是接地通孔，而不是金屬層。但是，常規(guī)通孔取決于層間電容。因此，即使電路板的厚度沒有變化，你也必須為不同的層堆疊專門設計通孔。