基于DSP TMS320LF2407控制芯片的不對稱混合多電平逆變器

1981年，日本的Nabae等人提出了多電平變換器的思想，近年來成為了高壓大功率變頻領(lǐng)域的一個研究熱點(diǎn)。多電平逆變器輸出電壓階梯多，從而可以使輸出的電壓波形具有較小的諧波和較低的du／dt。隨著輸出電平數(shù)的增加，輸出電壓的諧波將減少。另外，多電平逆變技術(shù)在減小系統(tǒng)的開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗，降低管子的耐壓與系統(tǒng)的EMI方面性能都非常優(yōu)良。
傳統(tǒng)的多電平逆變器可分為二極管箝位型、電容箝位型以及級聯(lián)型等三種結(jié)構(gòu)拓?fù)?，二極管箝位型逆變器因?yàn)樵陔S著電平數(shù)的增多，其開關(guān)器件和箝位二極管會大量的增加，因此通常只適合于五電平以下的多電平拓?fù)洹６娙蒹槲恍湍孀兤鞔嬖谟须娙莸某浞烹婋妷浩胶獾膯栴}，而且在電平數(shù)增加時，會需要較多的箝位電容，因此也存在一定的弱點(diǎn)。對級聯(lián)型多電平逆變器來說，當(dāng)需要得到多個電平時，會需要較多的直流電源，整流側(cè)會需要一組變壓器，造成體積龐大，另外也不易實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。
針對傳統(tǒng)多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的上述不足，本文提出了一種新的不對稱混合多電平逆變器結(jié)構(gòu)，通過控制輸入端的電源數(shù)目，可以得到不同的電平數(shù)，最多可以得到六個輸出電平，在減少器件與直流電壓源的同時，增加了電平數(shù)的輸出。
1逆變器的運(yùn)行原理分析
逆變器的結(jié)構(gòu)原理圖如圖1所示，從該圖可以看到，電源側(cè)一共由三個直流電源組成，橋臂左側(cè)由兩電平半橋單元組成，橋臂右側(cè)由一個三電平半橋單元組成，分別箝位在中間電源V2上與直流總線電源上。三電平半橋即是普通的二極管箝位三電平半橋。中性點(diǎn)N通過導(dǎo)線連到箝位二極管的中點(diǎn)處。V1，V2，V3分別代表三個直流電源，其中V2通過兩個電容C2，C3分壓，V1，V2，V3的不同的比值將在負(fù)載端AO出現(xiàn)不同的電平。當(dāng)V1：V2：V3=3：2：3時，可以得到最多六個電平的輸出，此時，我們可以看到兩個單元的直流電壓都按照最大擴(kuò)展原則來確定的，得到了最大電平數(shù)2×3=6的輸出。
基于DSP TMS320LF2407控制芯片的不對稱混合多電平逆變器
基于DSP TMS320LF2407控制芯片的不對稱混合多電平逆變器
當(dāng)電壓比Vl：V2：V3=3：2：3時，負(fù)載AO上得到的六電平輸出電壓狀態(tài)與各器件導(dǎo)通狀態(tài)的關(guān)系如表1所示。設(shè)單位電壓為V。時，得到的輸出電壓為+Vd，一Vd，+3Vd，一3Vd，+5Vd，一5Vd。

當(dāng)電壓比V1：V2：V3=l：2：1時，可以得到四電平的輸出，輸出電平為+Vd，一Vd，+2Vd，一2Vd。
從狀態(tài)圖我們可以看到，負(fù)載電壓與器件狀態(tài)的關(guān)系。管子VT2與VT3的導(dǎo)通時間明顯要長于其他器件，而VT5與VT6的開關(guān)次數(shù)要多，但耐壓要低。在一個多電平系統(tǒng)中，根據(jù)器件的特性，應(yīng)合理選擇器件，左側(cè)兩電平單元可以選用耐壓相對低一些的，而右側(cè)三電平單元則需要耐壓高導(dǎo)通損耗低的器件。

本文對所提出的新型混合六電平逆變器與傳統(tǒng)五電平逆變器在主電路結(jié)構(gòu)上進(jìn)行了比較，見表2。
從表2中我們可以看出新型混合六電平逆變器要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的六電平逆變器，可以明顯的節(jié)省器件、降低系統(tǒng)的損耗。作為六電平逆變器還可以極大的降低輸出電壓的諧波含量，改善輸出電壓波形質(zhì)量。與五電平逆變器不同的是，六電平逆變器輸出電壓沒有零電平。
2逆變器的調(diào)制原理
一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，必須采用合適的調(diào)制方法，才能得到期望的輸出。不同主電路結(jié)構(gòu)的逆變器，都對應(yīng)有一定的調(diào)制方式。在本文所提出的新型混合六電平逆變器中，采用特定諧波消除法（SHEPWM）作為該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的調(diào)制方式。能夠極大地降低系統(tǒng)的開關(guān)頻率，從而減低損耗。該方法的基本思想是通過傅立葉級數(shù)分析，得出在特定開關(guān)角下的傅立葉級數(shù)展開式，然后令某些特定的低次諧波為零，從而得到一個反映Ⅳ個開關(guān)角的N個非線性獨(dú)立方程，按求解的開關(guān)角進(jìn)行控制，則必定不含這些次數(shù)的諧波。通常，這種方法著眼于消除低次諧波，因?yàn)楦叽沃C波幅值較小，同時諧波頻率增高，濾波相對容易一些，即特定諧波消去法的控制目標(biāo)是讓基波幅值最大，并消除低頻次非3倍頻次諧波。

由于圖2所示的波形明顯滿足狄利克雷充分條件，又屬于1／4周期對稱的波形，所以其傅立葉級數(shù)不存在余弦項(xiàng)和所有偶次諧波，于是可得：

式（1）中，Uab（ωt）即是期望輸出的粗電壓波形。然后將此式展開，表示成如下形式：

稱其為調(diào)制比，其值的大小決定直流電壓利用率的大小。根據(jù)式（3），當(dāng)只有兩個開關(guān)角時，可以列出以下非線性方程：

根據(jù)式（4），并利用牛頓迭代法，即可解出α1和α2的值，從而實(shí)現(xiàn)電路的SHEPWM控制。同時利用MATLAB7．0中的相關(guān)數(shù)學(xué)工具，解出了不同調(diào)制比下的部分α1和α2的值。其μ一α曲線如圖3所示。

3系統(tǒng)設(shè)計(jì)
本文對該逆變器系統(tǒng)進(jìn)行了硬件的選型和基于TIDSPTMS320LF2407控制芯片的軟件設(shè)計(jì)。
3．1主電路及驅(qū)動電路硬件設(shè)計(jì)
在多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路部分是整個逆變器進(jìn)行功率變換的核心，由于其相對控制電路具有高壓、大電流的特性，所以必須與控制電路部分進(jìn)行有效的隔離，才能保證系統(tǒng)正常工作。
1）開關(guān)管的選取
在本文所提出的多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路功率管采用IRF630型N溝道PMOSFET。其主要參數(shù)如下：
器件耐壓為200V
通態(tài)電流額定值為9A
通態(tài)壓降電阻小于400mΩ
在本文提到的多電平逆變器系統(tǒng)中，均采用相同型號的MOS管，然而從表1可以發(fā)現(xiàn)，系統(tǒng)中各個功率管在一個周期內(nèi)的導(dǎo)通時間是不一樣的。在實(shí)際大功率的多電平系統(tǒng)中，應(yīng)根據(jù)功率管的開關(guān)損耗、耐壓情況選擇合適的功率開關(guān)管。例如可以在兩電平單元側(cè)使用IGBT，而在三電平側(cè)使用GTR。
2）緩沖、驅(qū)動電路設(shè)計(jì)
MOSFET的驅(qū)動電路是主電路與控制電路的接口，將實(shí)現(xiàn)主電路與控制電路的隔離。其設(shè)計(jì)將直接影響到能否對開關(guān)管進(jìn)行有效的控制。不同的功率開關(guān)管對驅(qū)動電路具有不同的要求，因此驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)要具有針對性。
本文選用的的多電平逆變器功率管開關(guān)管MOSFET對驅(qū)動電路的主要要求如下：
①驅(qū)動電路的延遲時間td要小。
②驅(qū)動電路的峰值電流Imax要大。
③柵極電壓變化率du／dt要大。
具體選用日本東芝公司的TLP250集成電路作為IRF630型MOSFET的驅(qū)動光耦。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

引腳功能見表3。

對應(yīng)于單管驅(qū)動電路的具體設(shè)計(jì)原理圖如圖5所示。

從圖5可以看到在光耦的輸出腳與MOSFET的驅(qū)動極之間，連有一電阻R2，該電阻即為驅(qū)動電阻，可以起到限制朗涌電流的作用，但同時也會限制峰值電流，因此要合理選擇阻值的大小。
由于DSP芯片所輸出的PWM調(diào)制電壓信號只有3．3V，無法達(dá)到光耦對輸入信號的電壓要求，因此在DSP的輸出端，需要增加一緩沖電路以增大驅(qū)動能力，緩沖電路采用74HC245芯片，它采用DIP20封裝，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)和引腳排列分別如圖6和圖7所示。

3．2控制電路板設(shè)計(jì)
本文中，控制電路的硬件部分采用了以TMS320LF2407DSP為核心的SY—EVM2407A硬件評估板。其結(jié)構(gòu)圖如8所示。它板載TMS320LF2407DSP芯片，保證了LF2407A全速運(yùn)行代碼的調(diào)試。除了DSP內(nèi)部自帶的存儲器之外，還添加了128K字的片外RAM，使得系統(tǒng)的調(diào)試更為方便。該板對于DSP各個功能引腳的輸出均提供了接口，從而可以嵌入到不同的應(yīng)用系統(tǒng)中去，給硬件的開發(fā)與軟件的調(diào)試提供了便利。
3．3軟件流程設(shè)計(jì)
為了對本文提出的新型混合多電平逆變器進(jìn)行合理的控制，本文設(shè)計(jì)了基于TMS320LF2407的DSP控制程序，程序均在CCS2．0下編譯實(shí)現(xiàn)，運(yùn)用仿真器進(jìn)行在線調(diào)試和Flash燒寫，主程序框圖和功率驅(qū)動保護(hù)中端子程序框圖分別如圖9和圖10所示。

4實(shí)驗(yàn)結(jié)果
為了驗(yàn)證本文所提出的如圖1所示的新型混合多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性，本文設(shè)計(jì)了該逆變器系統(tǒng)的單相硬件平臺，該硬件平臺以TITMS320LF2407芯片作為控制電路，控制方法采用SHEPWM方法，最后用示波器測出了逆變器負(fù)載的波形。電路參數(shù)設(shè)置如下：
直流單元電壓為15V，即V1：V2：V3=3：2：3時，電源電壓比Vl：V2：V3=45V：30V：45V
電感性負(fù)載R=95Ω，L=170mH；
SHEPWM調(diào)制基波頻率為50Hz
得到的多電平逆變器負(fù)載波形與FFT分析結(jié)果如圖ll所示。

當(dāng)電源比Vl：V2：V3=15V：30V：15V時，波形將退化為四電平，如圖12所示。
5結(jié)論
本文研究了一種新型的單相混合多電平逆變器，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有使用器件少，而輸出電平多的優(yōu)點(diǎn)。該逆變器通過三個直流電源的組合，混合采用二極管與電容箝位的方式，實(shí)現(xiàn)了最大六電平的輸出，與傳統(tǒng)五電平數(shù)逆變器相比，具有顯著的優(yōu)點(diǎn)。
采用SHEPWM的逆變器控制方式，進(jìn)一步降低器件的開關(guān)頻率，大大減少了系統(tǒng)的損耗，提高了系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率，提高了輸出波形的質(zhì)量。